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This page was last updated on 1 August 2001

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Réalisation d'un amplificateur Classe A de 20 watts

3- La version définitive

 

Jean Hiraga - Gérard Chrétien

(l’Audiophile No. 15)

 

Le présent amplificateur a déjà fait l'objet de deux articles dans les numéros 10 et 11 de l'Audiophile. Dans cette troisième partie, il sera question de l'aspect pratique, du montage défi­nitif, ainsi que des derniers réglages et de divers conseils pratiques. Ainsi, nous pensons que cela permettra aux lecteurs de mieux comprendre le circuit, ses avantages et ses particularités. De nombreux lecteurs nous ont fait quelques critiques sur le manque de renseignements d'ordre pra­tique qui les freinait pour entreprendre à ce genre de réalisation. Aussi, allons-nous essayer de donner tous les petits détails qu 'il est bon de connaître et qui évitent bien des embûches.

 

En fin d'article, il sera question des mesures faites dans notre laboratoire des Editions Fréquences, désormais bien équipé, sur la version définitive. Nous mentionnerons également quel­ques critères de reconnaissance de la qualité subjective des bons amplificateurs. C'est un sujet délicat, qui sera traité ici d'une façon telle qu'il ne devrait pas concerner l'appréciation person­nelle ou le goût de l'auditeur, puisqu'il s'attache à la distinction entre les sons vrais et les sons modifiés...

 

Dernières mises au point

 

Dans les schémas décrits dans les numéros 10 et 11, quelques valeurs de résistances avaient été calculées en fonction du lot de transistors utilisé pour les pro­totypes. Chacun sait que la dis­persion des caractéristiques, en particulier du Hfe des transistors peut avoir une incidence impor­tante. Les transistors utilisés dans cette réalisation possèdent un numéro, un code alphabéti­que, placé après la référence. Celui-ci permet, selon le cons­tructeur, de localiser les marges de dispersion. Malgré cela, les écarts restent encore importants et un appairage est souhaitable. A ce sujet, diverses comparaisons ont été faites sur les pro­totypes utilisant soit des paires très « serrées », soit des paires en lot identique. Les différences constatées tant à la mesure qu'à l'écoute ne sont pas majeures. Néanmoins, nous avons jugé préférable d’effectuer un appai­rage. Signalons que dans le cas d'un amplificateur à couplage direct, comme le Kanéda 50 W, ce genre de problème est infini­ment plus critique. Pour le présent circuit, cette « accommodation » constitue un avantage pra­tique qui garantit un fonctionnement optimal, même après une longue utilisation.

 

Comme nous le mentionne­rons un peu plus loin, quelques petites modifications ont été apportées sur la version défini­tive, cela pour cette question de différence de lots de transistors.

 

Influence de la tension d'alimentation

 

Sur les premiers prototypes, la tension d'alimentation avait été ajustée à + et - 18 V, elle permettait d'obtenir une puissance de 20 W en pure classe A à la limite de la saturation (se tradui­sant par un écrêtage de la sinu­soïde). Le lot de transistors utili­sés pour ces prototypes étaient différents, le Hfe du second étage était moins important et le Hfe des étages de sortie plus impor­tant. Les quatre premiers transis­tors devraient avoir dans la mesure du possible, pour un cou­rant Ic de 1 mA, une caractéristi­que Vbe identique. Les séries de transistors utilisées dans les kits ont donné aux mesures des per­formances identiques à celles des prototypes, à l'exception toute­fois d'une saturation plus rapide de l'étage driver et de l'étage de sortie, cela pour les raisons indi­quées ci-dessus. Ainsi, la valeur de tension d'alimentation deve­nait un facteur primordial. Malgré un transformateur d'alimen­tation surdimensionné, 6 A alors que la consommation ne doit pas dépasser 3,4 A, la tension en charge variait suivant les modè­les d'un volt ou deux malgré les spécifications semblables. C'est ainsi que dans les premiers modèles de la version définitive avec une tension secteur faible, la valeur de la tension d'alimen­tation atteignait péniblement 17 V, après la résistance de filtrage en pi de l'alimentation de valeur 1 ohm. Cette valeur légère­ment plus faible suffisait à faire chuter la saturation à 15,5 W. Nous nous sommes donc heurtés à deux problèmes qui allaient dans le même sens : un lot diffé­rent de transistors d'une part et une tension d'alimentation plus faible d'autre part. A ce propos, de nombreux japonais se procu­rant des amplificateurs améri­cains font l'erreur d'utiliser ceux-ci sur le secteur 100 V japo­nais, alors que ces appareils sont conçus pour le 117 V. Cet écart, représente une perte de puissance non négligeable et affecte les per­formances dans des proportions qui sont loin d'être négligeables : « circuits limiteurs, diodes Zener, alimentation régulées...».

 

Comme nous l'avions men­tionné au préalable, il est néces­saire que l'amplificateur travaille en pure classe A dans des condi­tions de température qui restent raisonnables, cela pour éviter tout emballement thermique, perte de qualité en écoute pro-longée, détérioration lente des transistors de puissance après plusieurs années de travail (cas fréquent pour un amplificateur classe A trop poussé). Ce parti pris évite également toutes com­plications inutiles du circuit. Les transistors de puissance 2 SA 627 et 2 SD 188 sont des transistors très courants au Japon, ils sont très appréciés pour leurs qualités subjective. Ils ont un Pc de 63 W. Pourtant, il est important de trouver le meil­leur compromis fiabilité/puis­sance maximum de sortie.

 

La puissance maximum est déterminée par la formule :

 

Pmax  =  (2 Vcc x a)^2

                       8 RL

 

Vcc est la tension appliquée au transistor, RL l'impédance de la charge (normalement de 8 ohm) et a « collecteur loss », résistance de perte du collecteur, qui est de l'ordre de 0,8 à 0,85 pour les séries utilisées.

 

Ceci donne pour un Vcc de 18 V un Po max. de:

 

Po max.  =  (2 x 18 x 0,85)^2   =  14,63 Watts.

                             8 x 8

 

En fait, un bon ajustage des divers composants permet de dépasser légèrement cette limite théorique de saturation de 1 à 2 W.

 

Bien qu'il soit possible, après modification, d'atteindre le niveau de saturation à plus de 20 W, il est indispensable de tenir compte de deux points très importants :

- ne jamais dépasser le courant de repos de 1 A par transistor. Pour ce courant de 1 A, la dissi­pation collecteur est de 24 W, soit donc le 1/3 de la dissipation collecteur max. (63 W).

- ne pas dépasser un Vcc de 24 V, limite pratique du montage, qui demandera alors des radiateurs de plus grande dimension et une bonne ventilation. Dans ce cas limite, la puissance passe à :

 

Po max.  =  (2 x 24 x 0,85)^2  =  26,01 Watts,

                             8 x 8

 

ce qui pourrait même éventuellement permettre, en ajustant quelques résistances lors de la mesure, d'atteindre près de 28 W.

 

Cependant, la modification apportée n'a pas été faite dans le but de pousser le circuit jusqu'à ses limites pratiques, mais de le faire travailler en toute sécurité, ce qui ne sera jamais assez répété. Ainsi, même après plu­sieurs heures de fonctionnement, les radiateurs de puissance ne dépassent pas 70 degC, dans des conditions moyennes de ventila­tion.

 

En conséquence, la tension Vcc choisie après modification doit se situer entre 19 et 21 V (tension continue appliquée au circuit), ce qui porte la valeur de la satura­tion à 20 W environ.

 

Les deux modifications apportées

 

Les paires complémentaires parfaites, qui impliquent des paramètres regroupés et non seulement l'équivalence d'un Hfe ou d'un courant pour une condition précise, n'existent pas en prati­que. Nous avions déjà indiqué cette différence entre PNP et NPN précédemment, différence qui nous avait conduit à des valeurs légèrement dissymétri­ques de résistance entre le pre­mier et le second étages. Dans le premier schéma, les valeurs étaient respectivement de 200 et 300 ohm. Dans la version défini­tive, elles passent après un ajus­tement plus précis à 200 (210 ohm) et 240 ohm. La saturation est ainsi bien symétrique.

 

Pour le second étage, qui doit fournir à l'étage de sortie 8 V sur sa charge de 1,l kohm, la valeur de Vbe a été réajustée par la mise en parallèle de deux résistances de 680 ohm sur le trimmer de 500 ohm. Comme indiqué dans les articles précédents, la résistance de 12 kohm ajuste le gain et le courant de repos des étages de sortie. Il n'est pas recommandé de retou­cher cette valeur.

 

Mentionnons aux lecteurs désireux de refaire ces réglages, qu'il convient de tenir compte du circuit symétrique. Les liaisons directes peuvent faire interférer les divers réglages, les uns sur les autres. En particulier, les résis­tances de 200 et 240 ohm, lors du réglage d'optimisation de la symétrie de saturation, ne peu­vent être ajustées une par une, mais doivent être réglées simulta­nément. Cela peut être effectué à l'aide de deux trimmers provisoi­res qui seront remplacés ensuite par des résistances fixes. A noter que ce réglage n'est important qu'à la limite de saturation. En dessous de cette limite, aucune différence n'est audible, même en conservant les valeurs origina­les de 200 à 300 ohm. Nous avons cependant préféré cette mise au point plus fine car elle permet de gagner en valeur de distorsion, cela pour une tension d'alimen­tation inchangée et donc des con­ditions de fonctionnement plus fiables. Il va de soi que le réglage du trimmer annulant le résidu de tension en sortie reste indispen­sable malgré cette modification.

 

 

Contre-réaction et dérive en continu

 

La valeur de résistance de 200 ohm, qui relie la sortie au cur­seur du trimmer, ne doit pas être modifiée. Dans le cas où l'ampli­ficateur serait poussé à ses limi­tes de puissance, c'est-à-dire une tension de + et - 24 V, on peut réduire la valeur de cette résis­tance à 150 ohm, ce qui se traduit par une légère augmentation de la bande passante et une réduc­tion du taux de distorsion.

 

Le but de la contre-réaction, son taux étant d'une quinzaine de dB, est principalement de minimiser le risque de dérive en continu en sortie. Cette dérive reste très acceptable, à noter qu'elle existe dans tous les ampli­ficateurs couplés en continu, comme c'est le cas du présent cir­cuit. Elle reste inférieure à100 mV lorsque les résistances au tantale sont utilisées, ainsi que le trimmer de 500 ohm, de réfé­rence Cosmos RA 12P. Ce der­nier est l'un des seuls à avoir un prix encore abordable, et se caractérise par un faible bruit et une très faible dérive thermique, inférieure à 30 PPM/⁰C. Les meilleurs trimmers n'ont que rarement des valeurs inférieures à 100 PPM/degC. Ce trimmer peut être remplacé par un modèle du même type, mais d'une valeur de 50 ohm, et par 2 résistances de 150 ohm en série. Ce qui donne une valeur identique, à quelques ohm près la valeur équivalente obtenue­ avec le trimmer de 500 ohm et les 2 résistances de 680 ohm en parallèle, soit 180 ohm environ pour chaque moitié du trimmer. Bien que le réglage avec le trim­mer de 500 ohm soit très simple, il se fait l'entrée branchée de préfé­rence sans signal et les sorties non reliées aux enceintes, le trim­mer de 50 ohm à l'avantage de don­ner une plage de réglage plus étendue.

 

Courant dans le second étage

 

Le courant des transistors du second étage doit être de l'ordre de 0,8 à 1 mA comme cela indiqué sur le schéma de la figure 1. Ce courant est lié à la valeur du Hfe des transistors. C'est la dispersion sur cette valeur entre les divers lots de transistors qui nous a conduit aux modifica­tions mineures des résistances décrites précédemment. Dans la réalité ce n'est pas la valeur du Hfe en elle-même qui est la plus importante mais plutôt la varia­tion de ce paramètre en fonction du courant collecteur. En figure 2 sont représentés deux types de paires complémentaires. En A nous avons une bonne paire dont le Hfe varie peu en fonction du courant. En B la variation est beaucoup plus brutale, c'est une paire moins souhaitable. C'est un point qui est donc important qu'il convenait de signaler.

 

 

Courant de repos

 

L'étage de sortie n'a subi aucune modification. On peut mesurer le courant repos en relevant la tension aux bornes des résistan­ces de 0,47 ohm, celui ci doit se situer suivant la valeur de Vcc et la puissance désirée entre 0,8 et1i A. Les résistances de polarisation, de 1,8 ohm peuvent être légèrement augmentées de quelques centaines d'ohms lorsque la ten­sion est augmentée. Avec une valeur maximum de 2,4 kohm pour une alimentation de + et - 24 V.

 

Considérations sur l'alimentation

 

L'alimentation étant symétri­que ainsi que le circuit, le moin­dre déséquilibre apporte une différence de consommation nota­ble sur les deux branches + et -de l'alimentation. En fonction­nement normal, cette consom­mation doit être identique pour les deux branches et apporter, pour un courant équivalent, l'annulation du résidu continu en sortie. Les schémas des mailles de la figure 3 expliquent le processus. Il est tout à fait sem­blable à celui des amplificateurs à tubes sans transformateur de sortie et alimentation symétri­que. Lorsque le résidu continu s'annule en sortie, cela correspond avec le taux de distorsion minimum. Il est lié à l'appairage des transistors de sortie.

 

A propos de la double alimen­tation, il faut noter que le pôle négatif de la charge est relié au point-milieu du secondaire de l'alimentation. Dans ce cas, il s'agit bien de deux alimentations distinctes, où les courants égaux et de sens opposé s'annulent dans la charge, aux bornes de laquelle on ne retrouvera plus que le signal amplifié. Cepen­dant, il est possible, comme c'est le cas pour les circuits à tubes de types O.T.L. à alimentation uni­que, de supprimer le point-milieu du secondaire du trans­formateur. Le pôle négatif de la charge se trouve donc relié à une charge fictive. La constante de temps des condensateurs de l'ali­mentation étant importante, un léger réglage du trimmer peut apporter une dérive momenta­née, dérive qui reviendra peu à peu à 0. Ce montage a l'avantage de mieux protéger le haut-parleur, mais a l'inconvénient de faire débiter une valeur de cou­rant unique dans les étages de puissances, même si dans le cas d'une alimentation symétrique une partie de l'étage push-pull débite plus que l'autre. Il faut dire aussi que le point de masse est flottant dans le cas d'une telle configuration. Cependant, la constante de temps étant extrê­mement basse, la différence n'est pas audible. Par contre, le fait que l'on puisse considérer indi­rectement la charge comme étant en série avec l'alimentation peut avoir des conséquences audibles, ce qui tendrait à prouver que la qualité des condensateurs utilisés dans un tel type d'alimentation aurait une influence subjective plus marquée que dans le cas d'une alimentation de type symé­trique. Toutefois, les deux confi­gurations sont intéressantes, chacune, possédant avantages et défauts; mais, tout dépend du cas d'application.

 

 

Les problèmes de dérive

 

Pour notre présent circuit, l'alimentation est de type symé­trique. Il ne faut jamais perdre de vue que l'amplificateur couplé en direct de l'entrée jusqu'à la sortie amplifie sans atténua­tion le courant continu. Bien sûr, cet aspect représente un avantage certain sur les schémas tradition­nels, par le fait qu'aucun con­densateur de couplage n'est inséré sur le parcours du signal. Ainsi, les colorations apportées par ces condensateurs sont élimi­nées, la réponse en phase est beaucoup plus linéaire et la réponse transitoire en est amélio­rée (se reporter aux oscillogram­mes). Cependant, ce couplage en direct peut être d'un grand dan­ger pour le haut-parleur, lorsque le maillon précédant l'amplifica­teur, le préamplificateur en l'occurrence, est affecté d'une légère dérive en continu à sa sor­tie.

 

Le préamplificateur Kanéda mal réglé peut présenter ce dan­ger, si le condensateur de 0,4 uF n'est pas inséré en sortie de l'étage RlAA, avant le potentio­mètre de volume. La partie linéaire, en raison du faible gain des étages, ne pose pas ce pro­blème. L'étage d'entrée, quant à lui, possède un gain très impor­tant et la contre-réaction est reliée en continu à l'entrée. De plus, la forme même de la cor­rection RIAA amplifie la dérive Si elle est présente. Ainsi, même après un réglage minutieux, cette dérive peut passer au-dessous de 50 mV, voire de 10 mV. Cette dérive en elle-même n'est pas cri­tique. Pourtant, une instabilité sur l'alimentation, le débranchement de l'entrée phono, peuvent suffire à provoquer une dérive de quelques centaines de mV.

 

Les amateurs qui préfèrent relier les étages RIAA à l'entrée de l'amplificateur, sans utiliser l'étage linéaire, devront faire très attention à ce point. Il est bien entendu qu'il est préférable d'utiliser le minimum d'étages électroniques, les risques de dégradation du signal ne peuvent en être que plus faibles. Dans ce cas, le condensateur de couplage de 0,4 uF devra être choisi avec soin. Naturellement, les conden­sateurs au mica argenté de haute qualité donnent d'excellents résultats. Toutefois, les prix sont extrêmement élevés, entre 300 et 500 F pièce. Nous avons trouvé dernièrement un excellent com­promis avec un condensateur de 0,47 uF ITT PMT série 250 V (et non 400 ou 630 V) enduit partiel­lement de « super black », traitement éliminant les fuites de type électrostatique sur des com­posants passifs.

 

Alimentation de la version définitive

 

Les photos de la fig. 4 montrent l'aspect définitif de l'amplifica­teur. Il se présente sous la forme d'un châssis assez plat et carré, sur lequel vient se poser un capot ajouré sur trois faces. Les radia­teurs sont disposés en ligne sur la face arrière, et le dessous du châssis est grillagé sous les refroidisseurs, de sorte à créer un effet de cheminée pour permettre un bon dégagement de la chaleur émise. Les circuits imprimés sont disposés à plat sur le châssis, de manière symétrique, c'est-à-dire que les entrées sont placées vers le centre pour raccourcir les fils de câblage.

 

L'alimentation occupe plus de la moitié du volume. Elle se com­pose de six gros condensateurs de 60 000 uF, isolement 25 V, soit un total de 360 000 uF. Le pont de diodes, imposant par son volume, prend place sous le transformateur. Il est important que celui-ci soit largement dimensionné en raison du cou­rant de charge  à l'allumage élevé. Le filtrage en pi utilise une résistance de 1 ohm ou 0,5 ohm suivant la valeur de Vcc désirée. Ainsi, pour chacune des moitiés de l'alimentation symétrique, on trouve successivement après le pont de diodes, un condensateur de filtrage en tête de 60 000 uF suivi de la résistance de filtrage, laquelle est reliée aux deux con­densateurs de sortie de 60 000 uF chacun.

 

Un point est à préciser concer­nant les résistances de filtrage. Ces dernières sont de type selfique et bobinées sur stéatite stra­tifiée de puissance 15 W. En fonctionnement normal, ces résistances travaillent à tempéra­ture assez élevée qui, reste néan­moins en dessous des limites de dissipation maximum, puisque la dissipation réelle se situe aux environs de 12 W. Il convient, a la première mise sous tension de l'appareil, de placer le curseur de trimmer de 500 ohm de la carte imprimée à mi-course. Dans cette position, le résidu continu en sortie est pratiquement nul, alors qu'en extrémité de course la consommation sur une moitié de l'alimentation peut devenir plus importante et dépasser la valeur normale, ce qui se traduit par un échauffement anormal des résistances de filtrage.

 

Figures 4(a), 4(b), 4(c) and 5 can be viewed here.

 

Le câblage des masses

 

C'est un point très important du montage. En effet, lorsqu'on utilise des alimentations non régulées avec de fortes capacités de filtrage, les harmoniques du secteur peuvent « traverser » ce filtrage sans être atténués. Ceci se caractérise, non pas par un ronflement, mais  par  un « bzzzz » caractéristique. Il provient du résidu alternatif de fil­trage, dans lequel sont inclus les pics de commutation des diodes au silicium. Ces pics peuvent être visualisés a l'oscilloscope et leur hauteur peut être réduite en pla­çant en parallèle sur les diodes du pont des petites capacités de 10 à 20 nF, dont la valeur est à ajuster. Cependant, même en l'absence de ces capacités desti­nées à absorber les pics, il est possible d'éliminer totalement le bruit de fond résiduel de l'ali­mentation et de le faire passer au-dessous du niveau du souffle de l'amplificateur, lequel est déjà situé très bas dans le cas présent.

 

Il faut pour cela respecter le câblage de masse en étoile, c'est-à-dire relier les diverses masses en un point unique. La figure 5 montre un exemple de câblage de l'alimentation. La masse com­mune est constituée par une barre de cuivre. Malgré l'épais­seur de celle-ci, et donc une résis­tance négligeable, nous avons rencontré des problèmes dont la cause provenait d'un manque de symétrie d'un point de masse.

 

La figure 6 montre les deux types de câblage : en A, l'ali­mentation présentant le défaut évoqué ci-dessus, en B, une ali­mentation avec point de masse unique et masse en étoile. La solution B est celle qui donne les meilleurs résultats, elle doit être utilisée pour le câblage de l'ali­mentation de l'amplificateur.

 

 

 

Pour relier les condensateurs, la solution la plus pratique con­siste à utiliser des bandes de cuivre d'épaisseur 1,5 à 2 mm et de largeur d'environ 15 mm. On peut également utiliser de la tresse de cuivre de largeur équi­valente. Pour la fixation des connexions, on peut directement souder sur les barres ou sur la tresse, ou bien utiliser des cosses (fig.7) sur lesquels on retire la partie isolante pour souder le fil, qui est normalement serré avec une pince spéciale. Dans le cas d'une soudure sur les barres, on peut perforer au préalable celles-ci avec des trous de 1,5 mm de diamètre environ, ce qui facilite l'opération de soudure. Il est important également de dévisser avant soudure les condensateurs pour que ceux-ci n'absorbent pas dangereusement la chaleur. Le fer à souder devra avoir une puissance suffisante de 80 à 100 W, pour que les soudures soient propres et faciles a effec­tuer, compte tenu de l'inertie thermique. Dès que la soudure se refroidit, on peut passer aussitôt après (avant que la barre ne refroidisse) un chiffon doux sur les soudures pour retirer l'excédent de résine. Il faut ensuite bien veiller à revisser toutes les plaques sur les condensateurs. Pour le câblage, utiliser de préférence du fil multibrins de type Lify, de section de 1 mm² ou de 2,5 mm². Noter que le câblage en fil de 2,5 mm² est plus délicat car le fil qui contient plus de 1 000 brins absorbe très bien la chaleur et la soudure.

 

Il faut donc pren­dre le temps de bien étamer les fils en deux fois. Une première fois pour faire pénétrer la soudure dans tous les brins. Une seconde fois avec plus de soudure, mais dans un temps plus court, afin que celle-ci enrobe bien le fil sans pénétrer à travers les brins. Avec une pince cou­pante on élimine l'excès de lon­gueur de fil étamé. Et ce n'est qu'après avoir étamé préalablement la partie à souder, barre ou tresse de cuivre, que l'on effec­tue l'opération de soudure finale qui ne demandera d'ailleurs que très peu de soudure. Ainsi, on réalise une bonne soudure sans trop chauffer les pièces.

 

 

Dernier point concernant le câblage de l'alimentation. Les condensateurs de 2,2 uF de type ITT PMT ou PMC se montent sur les condensateurs de filtrage de sortie (2 x 60 000 uF). Rap­pelons qu'il est conseillé de les utiliser car les meilleurs électro­chimiques  de fortes valeurs deviennent selfiques à partir de 10 ou 15 kHz, parfois même à partir de 5 kHz. Aussi, est-il très important de les découpler aux fréquences élevées. Le condensa­teur ITI est conseillé pour sa construction non selfique, la grande rigidité de ses armatures et son prix très abordable. Le fil de type Lify n'apporte que très peu d'effet selfique série gênant qui pourrait provoquer une réso­nance parasite à fréquence élevée par accord self/capacité, cela en raison de sa très faible longueur.

 

On peut, bien sûr, fixer les deux condensateurs de 2,2 uF directe­ment sur le circuit imprimé. Dans ce cas, on peut les disposer entre les picots de connexion + et - de l'alimentation et la masse du circuit imprimé.

 

Le câblage du circuit

 

Le circuit du kit est fourni pré-­câblé. Les transistors de puis­sance sont déjà fixés sur les radiateurs et sont reliés au circuit imprimé, cela pour éviter les erreurs de montage, en particu­lier, les liaisons des transistors.

 

La construction étant tout à fait symétrique, le câblage est sim­ple. Il suffit de raccorder les entrées des prises Cinch, dont la masse est directement reliée au châssis, au circuit imprimé à l'aide de fils Lify de deux couleurs torsadés. Ensuite, relier les alimentations + et -sur chacune des cartes, ainsi que les masses prises au point commun. Enfin, raccorder les sorties haut-parleur, la borne rouge au circuit imprimé, la borne noire au point de masse, cela pour le deux canaux.

 

Le transformateur

 

Le transformateur qui a été retenu après différents essais est un modèle d'excellente qualité, imprégné sous-vide et utilisant des circuits en double C. L'avan­tage du circuit en double C est un faible rayonnement allié à un bon rendement qui fait, qu'à puissances égales l'encombrement est inférieur à celui d'un modèle conventionnel à tôle empilée. Néanmoins, malgré un aspect imposant, ce genre de transformateur est assez fragile, au niveau des entrefers en parti­culier, c'est-à-dire les quatre par­ties planes où les circuits en C viennent s'appliquer les uns con­tre les autres. Le contact doit être parfait. Il suffit d'un choc ou d'une mauvaise fixation pour légèrement déplacer les circuits et élargir ainsi l'entrefer, ce qui s'accompagne d'une légère vibration parasite pouvant être audible. Il faut dans ce cas revoir l'attache des bandes de serrage des circuits ou encore le serrage des tôles. Les perfectionnistes peuvent le monter sur de petits silent-blocs en caoutchouc. Dans les amplificateurs de puissance, la vibration parasite du transfor­mateur est un problème assez fréquent. Toutefois, ce problème de vibration mécanique peut tou­jours être résolu, sauf dans le cas où les tôles et les bobinages sont mal imprégnés.  L'imprégnation sous-vide, qui reste le meilleur moyen d'éviter ce désagrément, n'est pas, comme on pourrait le penser, systématique. D'une part, pour des questions de prix de revient, et d'autre part, pour des raisons de normes de sécurité interdisant, dans certains pays, l'hydrogène pour l'opération d'imprégnation.

 

Le modèle retenu est collé à l'araldite pour limiter encore les risques de vibrations parasites. Il est largement dimensionné, 6 A alors que la consommation moyenne ne dépasse pas 3 A, de sorte qu'il ne chauffe pas exagé­rément, même après plusieurs heures d'utilisation, 40 deg environ.

 

Il est conseillé de souder les fils venant sur le transformateur avant le montage mécanique de celui-ci, cela pour des raisons d'accessibilité.

 

Ce transformateur possède trois prises sur son primaire 210, 220 et 240 V, de sorte à s'adapter à la tension secteur, car comme, nous l'avons vu précédemment, son influence est grande sur la valeur de Vcc et donc sur celle de la puissance de sortie. On peut, si l'on désire un peu plus de puissance, utiliser la prise 210 V, même si le secteur est à 220 ou 230V. On gagne ainsi 1,2 à 1,5 V sur la tension d'alimenta­tion.

 

La lampe témoin, 220 V néon, possède une résistance incorpo­rée, si bien qu'il suffit de la relier aux bornes 0 et 220V du pri­maire du transformateur d'ali­mentation.

 

Mesures

 

Les figures 8, 9 et 10 montrent les résultats des mesures. Ceux-ci sont assez étonnants en compa­raison de la simplicité du mon­tage. Noter cependant, comme nous l'avons maintes  fois signalé, qu'il n'a pas été fait de recherches destinées à réduire le taux de distorsion à des valeurs infimes, valeurs qui, à notre avis lorsqu'elles se situent en dessous d' un certain seuil ne sont pas très significatives. La réduction de ce paramètre est obtenue, sauf pour de très rares exceptions telles que le cas de l'utilisation de transistors du genre MOS-FET ou V­MOS-FET, ou encore RET, par l'emploi d'une ou plusieurs bou­cles de contre-réaction. Ces dernières, en contrepartie, risquent de rendre le montage instable sur charge complexe. Dans le cas présent, sans aucun artifice, tout en utilisant des transistors de sortie bipolaires conventionnels, la bande passante s'étend à -3 dB à près de 1 MHz.

 

La réponse en signal carré montre l'excellent comportement de l'amplificateur sur toute la bande de fréquence. A 20 kHz sur charge capacitive, 2,2 uF en parallèle sur 8 ohm, les résultats sont remarquables. Ils montrent une excellente stabilité du mon­tage, puisque aucun dépassement n'est visible sur l'oscillogramme. Sur charge complexe à 40 Hz et 20 kHz, les résultats sont tous aussi satisfaisants. L'amplifica­teur est parfaitement stable dans toutes les circonstances, cela avec une bande passante extrê­mement large qui lui confère un temps de montée de 0,6 us.

 

 

 

Figures 10(a) to 10(h) can be viewed here.

 

Un point intéressant du mon­tage est la caractéristique de la variation de la puissance, en fonction de l'impédance de charge. Sur la plupart des ampli­ficateurs transistorisés, la puissance augmente lorsque l'impé­dance diminue, pour arriver à saturation vers 1 ou 2 ohm, à l'endroit où commence à travailler le circuit en fonction L'amplificateur 20 W, de part son étage de sortie particulier, possède une courbe linéaire, non pas descendante lorsque l'impédance monte, mais arrondie et remontant après 8 ohm pour ne redescendre que très lentement pour des valeurs d'impédance plus élevées. C'est ainsi que de bons résultats ont été obtenus avec des haut-parleurs électros­tatiques mis en parallèle ou en série (soit 8 ou 30 ohm), sans diffi­culté et sans grande perte de puissance et de qualités subjecti­ves. D'autre part, sur des encein­tes à haut rendement, du genre Altec, Onken-Mahul,  JBL, l'enceinte accordée provoque de fortes remontées d'impédance.

 

Sur l'enceinte grave Onken, l'impédance remonte à près de 70 ohm, à 15Hz et 50Hz. C'est justement dans ces zones que l'amplificateur doit contrôler le mieux le haut-parleur.  Ceci explique la facilité de l'amplifi­cateur 20 W,  décrit  ici,  à « tenir » le secteur grave de l'enceinte Onken, malgré un fac­teur d'amortissement assez fai­ble.

 

Quant au taux de distorsion, on ne répétera jamais assez que le taux de distorsion subjectif est bien plus important que celui mesuré, et qu'à ce niveau les plus petites choses viennent influer ou modifier (1égèrement ou plus nettement) le son perçu. Il est vrai que dans certaines condi­tions, il est possible de faire « sonner pareil »  plusieurs amplificateurs de qualité, mais il est tout aussi vrai de dire que dans d'autres conditions (d'ail­leurs tout à fait « normales »), il est possible de faire « sonner » ces mêmes amplificateurs d'une façon très différente. Le plus souvent, le refus de certains d'avouer entendre une différence entre bons amplificateurs vient d'une qualité d'écoute globale pauvre (mais qui peut très bien être absente de défauts courants de coloration, ou de linéarité), due principalement aux haut-parleurs utilisés, où il est assez difficile de penser que 99 % de l’énergie se perd en frottement et en énergie calorifique. Comme il en a toujours été question depuis les premiers numéros de l’Audiophile, il ne serait pas question d’être pour ou contre le subjectif ou l’objectif, de vouloir être trop « Audiophile » (terme pris dans un sens faussé, par mauvaises langues). Le but est de prouver que dans l’écoute subjective, il existe des faits, des différences très nettes de qualité, de définition, de timbre, de hauteur de son, d’équilibre sonore, à des niveaux certainement plus marqués que ceux auxquels s’attachent des musiciens où des pianistes travaillant plusieurs années de suite pour ressortir une « note » et où peut être le « mauvais audiophile » n’y verrait ni aucun progrès ni aucune différence. Ces différences, qui peuvent apparaître « trop subtiles » aux yeux d’un ingénieur ne croyant qu’à la loi d’Ohm, ne sont donc certainement bien en dessous des exigences d’un musicien ou d’un chef d’orchestre.

 

 

 

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